直流鏈路電容器的基本要求是它們必須攜帶的最大波紋波電流。然而，即使正確選擇了符合這一額定值的元件，電容器組的某些部分仍可能比計算出的溫度要高得多，特別是在具有寬禁帶半導體的快速開關轉換器中，這可能導致一些情況下發生災難性故障。其罪魁禍首是寄生共振產生的隱藏電流。

　　通過使用碳化硅(SIC)器件，AC-DC和DC-DC轉換器正在迅速演變成具有更高開關頻率、效率和功率密度的系統。因為電壓(du/dt)和電流(di/dt)的瞬變速度比硅器件快十倍以上，寄生元件的影響變得更為關鍵。因此，電壓過沖更高，振蕩持續時間更長。這可能會影響主動和被動元件的使用壽命。

　　典型轉換器中的關鍵功能模塊是直流鏈路及其所有相關組件。它通常執行以下三個功能：

　　· 為平均整流電網電壓(電網頻率-50/60赫茲)提供能量存儲能力

　　· 處理由開關器件引起的開關頻率(加上諧波)紋波電流(典型開關頻率-20千赫茲到150千赫茲范圍)

　　· 在開關時提供足夠低的低頻換向環路電感，以避免在應用高di/dt值時產生過大的電壓過沖(兆赫茲范圍)

　　前兩個功能通常由同一技術的電容器完成。對于最后一個功能，通常需要額外的低感組件，其電容值較低，必須放置在功率半導體附近。特別是對于寬禁帶半導體轉換器，這些組件變得越來越重要，因為di/dt值很高。

　　通常，一種電容器技術處理低頻部分(LF)以及因此的前兩個任務，以下稱為CLF。另一種是用于高頻部分(HF)，稱為CHF。由于CLF的電容值遠高于CHF，因此機械尺寸也大得多，通常在兩者之間涉及較長的互聯結構。這就產生了這個等效電路圖(圖1)。

圖1

　　盡管例如層壓母線可以最小化互聯結構的寄生電感(Lparasitic)，但在分析整個轉換器的電容功能塊時，這始終需要仔細考慮。

　　簡化等效電路

　　某些方面可以簡化，以更好地理解反共振機制。

　　以LF和HF電容器的并聯配置為起點，互聯結構具有一定的寄生電感(Lparasitic;圖2a)。由于感興趣的頻率范圍通常高于LF電容器的(串聯)自諧振頻率，因此可以將其替換為ESL，而不考慮電容部分(見圖2b)。另一方面，考慮的頻率范圍通常遠低于HF電容器的自諧振頻率，因此可以僅用它們的電容部分近似，而不考慮ESL。最后，將LF電容器的ESL和互聯結構的寄生L值相加，得到一個單獨的感抗，形成圖2c所示的簡單LC并聯諧振電路。這將近似整個LF和HF電容器電路在阻抗峰頻率域的響應。這種并聯諧振罐現象被稱為反共振。

圖2

　　對于這個簡化的等效電路，諧振頻率可以按下式確定：

　　在這個反共振頻率上，電路的阻抗(顯著)高于單獨考慮各個元件時的預期值。

　　為了簡化，以下分析中沒有考慮元件的等效串聯電阻(ESR)。然而，一般來說，ESR較高意味著諧振電路的品質因數較低，因此諧振更寬、更平坦，反之亦然。

　　在這個階段，最重要的是要理解三個關鍵的無源元件決定了反共振頻率：

　　LF電容器組的ESL，

　　HF和LF電容器之間互聯結構的電感，以及

　　HF電容器的電容。

　　計算示例

　　將使用兩個示例(一個未優化，一個優化)來模擬簡化的等效電路圖(圖3至圖5)。隨后，將在實際系統中測量優化的示例。在仿真中，阻抗測量發生在實際系統中半導體開關連接的點(這里使用I1進行阻抗測量)。

圖3

　　在第一個未優化的示例(圖3)中，三個140微法的LF電容器并聯(總CLF = 420微法)，每個電容器具有40納法的ESLLF(總計約13納法)和0.6毫歐的ESRLF。在這種情況下，母線設計得很差，導致總電感(Lstray_connection)為100納法。同時，有些人可能擔心沒有足夠的HF電容器，因此使用了2微法作為CHF。圖4的頻率曲線顯示了大約330千赫茲的阻抗峰，這個峰值不能僅由單個電容器的阻抗曲線解釋。這個峰值是整個電路的所謂反共振。

圖4

　　例如，如果將一個諧振轉換器連接到這樣的設計，并在大約110千赫茲的頻率下運行(對于諧振SiC拓撲來說并不是什么大問題)，強大的三次諧波紋波電流在330千赫茲時將完全擊中這個設計糟糕的直流鏈路的阻抗峰。在這種情況下，諧振電流很可能在CHF和CLF電容器之間循環，寄生電感(圖3)遠高于紋波電流本身諧波。這可能導致電容器過熱甚至損壞，因為這種諧振電流在ESR上造成了額外的損耗(I2·R)。

　　這個示例說明了反共振可能有多有害，以及確保即使是所謂的低頻部分，也要進行正確的RF設計有多么重要，這些低頻部分是混合直流鏈路電容器組件的一部分。

　　在第二個優化的示例(圖5)中，LF電容器與第一個示例完全相同，但非常注意低感設計。母線的漏感為20納法，ESR為25毫歐。HF電容器組總共有1微法(CHF)，ESLHF為2納法，ESRHF為4毫歐。

圖5

　　圖6中，阻抗峰位于大約850千赫茲，遠高于第一個示例的頻率。

圖6

　　降低反共振效應

　　基于決定反共振頻率的三個關鍵因素，有策略可以解決反共振引起的問題：

　　將反共振頻率移至更高頻率。這主要可以通過降低LF電容器的ESL和互聯結構中的任何寄生電感來實現。請記住，HF電容器的較低電容值或阻尼器也可以為此做出貢獻。這種策略的目標是確保反共振不會被紋波電流或具有較高功率水平的低階諧波擊中。

　　將反共振頻率移至開關頻率以下。這種策略的目標也是確保反共振不會被紋波電流激發。通常在LF和HF電容器之間插入一個額外的電感器，以將反共振頻率移至此處。這顯著增加了互聯結構的電感。此外，有時也可能有助于大幅增加HF電容器的電容。

　　將系統的所有開關頻率及其諧波置于關鍵反共振頻率帶之外。必須注意直流鏈路中無源元件的公差和老化行為，因為它們的值可能會變化，從而直接影響反共振頻率。有時這種策略被證明是不可能的，例如，當開關頻率在運行過程中變化范圍很廣時，如諧振拓撲。

　　選擇性衰減反共振阻抗峰。這種理論選項在電路中添加了一個只在相關頻率范圍內有效的電阻元件，不會過多影響常規紋波電流。例如，這種機制可以利用互聯結構的皮膚效應，因為其電阻隨頻率增加而增加。這種策略與上述第一種策略結合使用可能很有前景。但仍需要進行進一步研究以證明其實際性并提供實際設計指導。

　　請記住，鋁電解電容器的ESR通常會隨著溫度的升高而顯著降低。因此，一個在+25°C下工作完美的轉換器，在更高溫度下可能會出現反共振。

　　雙脈沖測試作為計量驗證

　　使用雙脈沖測試，還可以直接從電壓波形確定反共振振蕩。圖7顯示了帶有寄生元件的CHF/CLF結構的雙脈沖測試等效電路。這些包括CLF和CHF的ESL、互聯結構的寄生電感(Lparasitic)、CHF和設備之間母線或PCB的寄生電感(Lstray_connection)、設備的漏極和源極端的寄生電感(LD、LS)、自由輪流二極管的寄生電容(CDD)、感性負載的等效并聯電容(CEPC)和測量儀的寄生電感(Lsense)。門極回路包括門極(LG)和源極端的寄生電感(LS)。此外，還必須考慮MOSFET中的寄生電容(CGD、CGS和CDS)。

　　特別重要的是要注意，測量繼續進行，直到第二個脈沖關閉。此時，兩個組件都關閉，但上部開關的體二極管仍在由線圈電流(圖7中的綠色箭頭)驅動。因此，直流鏈路電壓(加上體二極管幾乎恒定的電壓降)在此期間也可見于開關節點。這意味著即使在關閉狀態下，電壓振蕩也可以在開關節點上輕松檢測到，特別是在CHF和CLF之間(圖7中的紅色箭頭)。

圖7

　　盡管CHF在典型的反共振頻率下具有低阻抗，但大的振蕩電流會導致這個電容器上的電壓振蕩，這在開關節點上可以觀察到(圖8)。

圖8

　　50千瓦電動汽車充電器測試裝置的結果

　　圖9顯示了50千瓦電動汽車充電器測試裝置的功率轉換板，其中解決了反共振問題。為此，優化了母線(Lparasitic)和CHF值，以減少環路的振蕩電流。母線的多個并聯端子有助于降低路徑的有效電感(Lparasitic)。了解這個諧振電路的自然諧振頻率有助于設計者選擇轉換器的正確開關頻率。應避免通過開關頻率的諧波激發自然諧振頻率。

圖9

　　圖10的示波圖顯示了設計優化后的波形示例。開關節點的電壓是淺藍色曲線，顯示了大約1兆赫茲的頻率下持續約1微秒的反共振振蕩。

圖10

　　要點

　　電源系統設計者應在開發過程的早期徹底調查反共振問題，以避免在后續設計階段出現嚴重的、意外的電源轉換器退化，甚至運行期間發生故障。為電源轉換器選擇正確的開關速度和頻率，正確設計換向環路，包括母線，以及正確選擇無源元件，如HF和LF電容器，可以在災難發生之前減輕問題。

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